圖2：H橋工作狀態(tài)。

由于電機繞組是感性的，電流的變化率取決于施加的電壓和線圈感值。要步進(jìn)電機快速運行，理想的情況就是是能夠控制驅(qū)動電流在很短的時間內(nèi)變化。不幸的是，電機運動中會產(chǎn)生一個電壓，其方向與外加電壓相反,反抗電流發(fā)生改變的趨勢，稱為“反電動勢”。 所以電機轉(zhuǎn)速越快，此反向電動勢就越大，在它作用下電機隨速度的增大而相電流減小，從而導(dǎo)致力矩變小。 為了減輕這些問題，要么提高驅(qū)動電壓，要么降低電機繞組電感。 降低電感意味著用更少的匝數(shù)繞組，就需要更高的電流來達(dá)到相同的磁場強度和扭矩。

傳統(tǒng)峰值電流控制的問題

傳統(tǒng)的步進(jìn)電機峰值電流控制，通常只檢測通過線圈的峰值電流。 當(dāng)預(yù)期的峰值電流達(dá)到后，H橋就會切換導(dǎo)通狀態(tài)，使得輸出電流衰減(快衰減，慢衰減，或兩者的組合)，持續(xù)一定固定時間，或等一個PWM周期結(jié)束。電流衰減時，驅(qū)動IC無法檢測輸出電流，從而導(dǎo)致一些問題。

一般來說，最好是用慢衰減，可以得到更小的電流紋波，平均電流能更準(zhǔn)確的跟蹤峰值電流。 然而，隨著步率增大，慢衰減不能夠及時降低繞組電流，無法保證精確的電流調(diào)節(jié)。

為了防止采樣到開關(guān)電流尖峰，在每個PWM周期的開始，有一個非常短的時間(blanking time)是不采樣繞組電流的，那么此時的電流就是不受控制的。這會導(dǎo)致嚴(yán)重的電流波形畸變和電機運行的不穩(wěn)定(見圖3)。

圖3：慢衰減模式下的電流畸變。

在正弦波達(dá)到峰值后，電流先開始衰減，然后又增加，直到H橋工作在高阻狀態(tài)，電流才繼續(xù)向零衰減。
為了避免這種情況，許多步進(jìn)電機驅(qū)動芯片，在電流幅值增加的時候采用慢衰減模式，在電流幅值減小時使用快衰減或混合衰減(結(jié)合快衰減和慢衰減)模式。 然而，這兩種衰減模式的平均電流是是完全不同的，因為快衰減模式時的電流紋波相對大很多。 結(jié)果就是，兩種模式下的平均電流值相差很大，導(dǎo)致電機運行不平穩(wěn)(見圖4)。

圖4：傳統(tǒng)峰值電流控制下的波形

如圖4波形所示，峰值電流后一步和前一步的電機步進(jìn)不一樣，會導(dǎo)致位置誤差和瞬時速度的變化。電流過零時，因為兩種衰減模式的切換，也會有同樣的問題。

雙向電流采樣

傳統(tǒng)的步進(jìn)驅(qū)動，在每個H橋下管源極和地之間接外部檢測電阻，只測量PWM導(dǎo)通時檢測電阻上的正向電壓。在慢衰減模式下，電流循環(huán)通過內(nèi)部MOSFET，不通過檢測電阻，因此無法測量電流。在快衰減模式下，通過電阻的電流翻轉(zhuǎn)，產(chǎn)生的是負(fù)電壓。對于目前的電源IC工藝，負(fù)電壓很難被簡單的采樣處理。

如果我們可以監(jiān)控電流衰減時期的繞組電流，許多步進(jìn)電機驅(qū)動的電流調(diào)節(jié)問題就能被解決。但是，如上所說通過外部檢測電阻很難實現(xiàn)，更好的選擇是嘗試內(nèi)部電流檢測。內(nèi)部電流檢測允許在任何時候監(jiān)測電流，如PWM導(dǎo)通時間，以及快衰減和慢衰減過程中。 雖然它增加了驅(qū)動IC的復(fù)雜性，但內(nèi)部電流檢測大大降低了系統(tǒng)成本，因為外部的采樣電阻不需要了。 這些電阻非常大且昂貴，價格通常和驅(qū)動IC差不多！

MP6500步進(jìn)驅(qū)動IC

MP6500雙極性步進(jìn)電機驅(qū)動芯片，集成內(nèi)部電流檢測，很好的取代了傳統(tǒng)廉價的峰值電流控制雙極步進(jìn)電機的驅(qū)動IC。MP6500內(nèi)部電路框圖如圖5所示。