圖3. 乒乓方案的2 GSPS輸出數(shù)據(jù)組合頻譜，采用兩個AD9680在1 GSPS時鐘下獲取，采樣相移為180°。

更高次交錯

當具有兩個以上通道時，上文所說的頻率規(guī)劃就不那么實用了。我們無法將交錯雜散的位置限定在奈奎斯特頻段的某一小部分。比如考慮四路交錯 ADC 的情況，如圖 4(a) 所示。此時，失調失配會提高直流、fs/4 和 fs/2 時的信號音，而增益和時序交錯鏡像位于fs/4 – fIN、fs/4 + fIN和fs/2 – fIN。交錯 ADC 輸出頻譜的一個示例請參見圖 4 (b)。很明顯，除非輸入位于fs/8以內的帶寬之內，否則無論 fIN 的位置如何，輸入都會與部分交錯雜散重疊，并且如果輸入是一個極端窄帶信號，那么我們不應當嘗試使用寬帶交錯 ADC將其數(shù)字化。

在這種情況下，我們需要最大程度降低 IL 雜散功率，以便獲得完整的奈奎斯特頻譜和更干凈的頻譜。為了達到這個目的，我們使用校準技術來補償通道間失配。校正失配的影響后，最終的 IL 雜散功率會下降。SFDR 和 SNR 都會得益于該雜散功率的下降。

補償方法受限于失配可測量并最終校正的精度。除了校準所能達到的水平外，為了進一步抑制殘留雜散，還可間歇性隨機打亂通道輸入采樣的順序。這樣做之后，前面討論的由于未校準失配而產生的轉換輸入信號調制效果將從固定碼噪聲轉換為偽隨機噪聲。因此，IL音和干擾周期碼轉換為偽隨機噪聲類成分，并疊加至轉換器量化噪底而消失，或者至少將干擾雜散鏡像和信號音加以擴散。此時，與 IL 雜散成分有關的功率疊加至噪底功率。因此，雖然改善了失真，但 SNR 可能下降，下降量為 IL 雜散功率加上噪聲。SNDR (SINAD) 基本上沒有變化，因為它由失真、噪聲和隨機化組成；它只是將IL貢獻因素從一個成分（失真）轉移到另一個成分（噪聲）。

圖4. (a)四路交錯ADC(b)對應顯示交錯雜散的第一奈奎斯特輸出頻譜

交錯 ADC 的示例

AD9625 是一個12位/2.5GSPS 三路交錯 ADC。對三個通道之間的失配進行校準，以便最大程度減少交錯雜散。圖 5(a) 所示是一個輸入接近 1 GHz的輸出頻譜示例。在該頻譜中，除了約為 1 GHz的輸入音外，還可以看到通道在 500 MHz 附近存在 2 次和 3 次諧波失真，并在基頻處存在 4 次諧波失真。交錯失配校準可大幅降低交錯雜散的功耗，并且在整個頻譜中可以看到大量的額外殘留的較小雜散音。

為了進一步減少這些殘留雜散成分，引入了通道隨機化。加入了第四個校準通道，然后將四個通道變?yōu)槿方诲e，并通過間歇性將交錯通道與第四個更換，實現(xiàn)隨機改變順序。這就好比人們可以像耍雜技那樣將三根柱子投向空中，然后每一次都更換第四根。這樣做之后，可使殘留交錯雜散功率隨機化，然后擴散到噪底。如圖 5(b) 所示，經過通道隨機化之后，交錯雜散幾乎消失了，而噪聲功率卻只略為增加，因而 SNR 降低 2dB。當然，需要注意的是，雖然圖 5(b) 中的第二個頻譜比失真音遠為干凈，但隨機無法影響 2 次、3 次 和4 次諧波，因為這些諧波不是交錯雜散。

圖5. AD9625的輸出頻譜，時鐘為2.5 GSPS，輸入音接近1 GHz。

(a)順序三路交錯；SNR = 60 dBFS，SFDR = 72 dBc，受限于3次諧波，接近500 MHz；然而，整個頻譜中可見大量交錯雜散。

(b)三路交錯，隨機通道置亂；SNR = 58 dBFS，而SFDR = 72 dBc依然由3次諧波決定，過將功率擴散到噪底而消除了所有交錯雜散。

使用通道隨機化的另一個交錯 ADC 示例如圖 6 中的頻譜所示。此時采用四路交錯 16位/310 MSPS ADC AD9652。圖 6 示例中，四個通道以固定順序交錯，并且不進行任何減少通道失配的校準。頻譜清楚表明交錯雜散位于預計頻率位置，且它們的大功率遠高于 2 次和 3 次諧波，并將無雜散動態(tài)范圍限制為僅有 57 dBc。