當我們只是交錯兩個通道以便使采樣速率翻倍時，我們將其稱為“乒乓”，如圖 2 (a) 中的框圖所示。這是一種最簡單的情況，它有一些有趣和有用的特性。這種情況下，在交錯ADC的第一奈奎斯特頻段內(nèi)，交錯雜散位于直流、fs/2 和 fs/2 – fIN 處。因此，如果輸入信號VIN是一個對中至fIN的窄帶信號——如圖 2 (b) 中的第一奈奎斯特輸出頻譜所示——交錯雜散包含直流處的失調(diào)雜散、fs/2 處的另一個失調(diào)失配雜散以及對中至 fs/2 – fIN 的增益和時序雜散鏡像，看上去就像輸入自身的一個放大復制版本。

圖2. (a)乒乓方案(b)窄帶輸入信號位于fs/4以下時的輸出頻譜(c)此時輸入信號位于fs/4和奈奎斯特頻率fs/2之間

如果輸入信號 VIN(f) 完全位于 0 和 fs/4 之間——如圖 2 (b) 所示——那么交錯雜散不與數(shù)字化輸入頻率重疊。此時，壞消息是我們只能數(shù)字化半個奈奎斯特頻段，就好比只有一個時鐘為 fs/2 的單通道，雖然我們依舊消耗至少兩倍于該單個通道的功耗。奈奎斯特頻段上限的交錯雜散鏡像可在數(shù)字化之后通過數(shù)字濾波手段抑制，無需進行模擬損害校正。

但好消息是由于乒乓ADC時鐘為 fs，數(shù)字化輸出得益于動態(tài)范圍內(nèi)的 3 dB 處理增益。此外，與使用時鐘為 fs/2 的單個 ADC 相比，乒乓 ADC 放寬了抗混疊濾波器設計要求。

如果窄帶信號位于第一奈奎斯特頻段的上半部，則所有考慮因素都適用，如圖 2 (c) 所示，因為交錯鏡像雜散移至奈奎斯特頻段的下半部分。再次強調(diào)，增益和時序雜散可在濾波數(shù)字化之后通過數(shù)字手段抑制。

最后，輸入信號和交錯雜散的頻率將會重疊，并且一旦輸入信號頻率位置跨過 fs/4 線，交錯鏡像就會破壞輸入頻譜。這種情況下，恢復所需輸入信號將是不可能的，而乒乓方案不可用。當然，除非通道間匹配足夠緊密，使得交錯雜散成分對于應用來說達到可以接受的低程度，或者引入校準來降低導致IL鏡像的原因。

總之，頻率規(guī)劃和某些數(shù)字濾波可以恢復乒乓方案中的窄帶數(shù)字化輸入，哪怕存在通道失配。雖然轉(zhuǎn)換器功耗相比使用單個時鐘為 fs/2 的 ADC 時基本翻了個倍，但乒乓方案提供了 3 dB 處理增益，同時放寬了抗混疊要求。

采用乒乓方案并且無任何通道失配校正的一個示例，以及其產(chǎn)生的交錯雜散見圖 3。在該例中，兩個雙通道 14位/1 GSPS ADC AD9680 以交替乘以正弦波的速率進行采樣，從而返回單個組合輸出數(shù)據(jù)流，速率為 2 GSPS。當我們查看該乒乓方案輸出頻譜的第一奈奎斯特頻段時（位于直流和 1 GHz 之間），可以看到輸入音，它是 fIN = 400 MHz 時位于左側(cè)的強音；我們還 能看到在 fs/2 – fIN = 2G/2 – 400 M = 600 MHz 處有較強的增益/時序失配雜散。由于通道本身的失真以及其它損害，我們還能看到一系列其它信號音，但都低于–90 dB 線。