圖6.X或Ku波段TRx，AD9371用作中頻接收機

集成收發(fā)器IC的性能進步開啟了新的可能性。AD9371集成了第二混頻器、第二IF濾波和放大、可變衰減ADC以及信號鏈的數(shù)字濾波和抽取功能。在該架構(gòu)中，AD9371（其調(diào)諧范圍為300 MHz至6 GHz）可調(diào)諧到3 GHz和6 GHz之間的頻率，直接接收第一IF（參見圖6）。其增益為16 dB，NF為19 dB，5.5 GHz時的OIP3為40 dBm，故AD9371是非常理想的IF接收機。
集成收發(fā)器用作IF接收機，便不再需要像超外差接收機那樣擔心通過第二混頻器的鏡像，這可以大大降低第一IF帶的濾波需求。不過，為了消除收發(fā)器中的二階效應(yīng)，仍然需要一定的濾波。第一IF帶現(xiàn)在應(yīng)以兩倍的第一IF頻率提供濾波以消除此類效應(yīng)，這比濾除第二鏡像和第二LO要容易得多，它可能接近數(shù)百MHz。通常，利用低成本的小型LTCC濾波器成品即可滿足此類濾波要求。

這種設(shè)計還使系統(tǒng)具有很高的靈活性，可針對不同應(yīng)用而輕松加以重復(fù)使用。靈活性的表現(xiàn)之一是IF頻率選擇。IF選擇的一般經(jīng)驗法則是讓它比經(jīng)過前端濾波的目標頻譜帶寬高1 GHz至2 GHz。例如，若設(shè)計師需要4 GHz頻譜帶寬（17 GHz至21 GHz）經(jīng)過前端濾波器，則IF可以位于5 GHz頻率（比目標帶寬4 GHz高1 GHz）。這有助于前端實現(xiàn)濾波。如果只需要2 GHz帶寬，可以使用3 GHz的IF。此外，AD9371具有軟件定義特性，很容易隨時改變IF，所以特別適合需要避開阻塞信號的認知無線電應(yīng)用。AD9371的帶寬也可以在8 MHz至100 MHz范圍內(nèi)輕松調(diào)整，有利于避免目標信號附近的干擾。

高中頻架構(gòu)的高集成度使得最終的接收機信號鏈所占空間只有等效超外差架構(gòu)的50%左右，同時功耗降低30%。另外，高中頻架構(gòu)接收機比超外差架構(gòu)更為靈活。這種架構(gòu)是要求小尺寸、高性能的低SWaP市場的福音。

高中頻架構(gòu)接收機頻率規(guī)劃

高中頻架構(gòu)的優(yōu)點之一是能夠調(diào)諧IF。當試圖創(chuàng)建一個能避開干擾雜散的頻率規(guī)劃時，這種能力特別有用。當接收到的信號在混頻器中與LO混頻并產(chǎn)生一個非IF頻段內(nèi)目標信號音的m × n雜散時，就會引起干擾雜散。

混頻器依據(jù)公式m × RF ± n × LO產(chǎn)生輸出信號和雜散，其中m和n為整數(shù)。接收信號產(chǎn)生的m × n雜散可能落在IF頻段中；某些情況下，目標信號音會引起一個特定頻率的交越雜散。
例如，若觀測一個設(shè)計為接收12 GHz至16 GHz信號且IF為5.1 GHz的系統(tǒng)，如圖7所示，則引起帶內(nèi)雜散的m × n鏡像頻率可依據(jù)下式確定：

在此式中，RF為混頻器輸入端的RF頻率，其導(dǎo)致一個信號音落在IF中。試舉一例，假設(shè)接收機調(diào)諧到13 GHz，這意味著LO頻率為18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz)。將這些值代入上式，并允許m和n在0到3的范圍內(nèi)變動，則可得到如下RF公式：

結(jié)果如下表所示。

Table 1. M × N Spurious Table for 18.1 GHz LO

表1.18.1 GHz LO的M × N雜散表

表中的第一行（黃色亮顯）顯示所需的13 GHz信號，它是混頻器中的1 × 1的結(jié)果。其他亮顯單元顯示可能有問題的帶內(nèi)頻率，它們可能表現(xiàn)為帶內(nèi)雜散。例如，15.55 GHz信號在12 GHz到16 GHz的目標范圍內(nèi)。輸入端一個15.55 GHz信號音與LO混頻，產(chǎn)生一個5.1 GHz信號音(18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz)。其他未亮顯行也可能造成問題，但由于其在帶外，可以通過輸入帶通濾波器濾除。